В этой части у нас архитектура, интерфейсы и цифровая логика.

Объединил две части с разбором схемы Macbook pro, отредактировал неоднозначные моменты и выложил на Хабр. Кто еще не читал, можно глянуть там.

Все торопятся закрыть задачи до нового года, а я завершаю серию статей про разбор схем Macbook. В этой части я объединил переработанную и дополненную часть 3 с канала и разбор оставшихся на страниц. Как по мне, получилось более цельно и понятно.

RHPZ в повышающих преобразователях

Начнем с теории. Известно, что в системе управления преобразователем существуют полюса и нули. На передаточной характеристике полюса создают наклон амплитуды -20дБ/Дек и задержку фазы на 90°. Нули же создают наклон +20дБ/Дек и опережение фазы на 90°. Нули компенсируют полюсами и наоборот. Для синтеза нужной характеристики полюса и нули комбинируют так, чтобы на нужной частоте среза был определенный запас по фазе. Это все работает до момента, пока нули и полюса лежат в левой области комплексной плоскости. Называются они LHP (Left hand plane).

В повышающем преобразователе передача энергии отличается от понижающего. Вначале энергия накапливается в индуктивности во время открытия нижнего ключа, далее передается на выход с помощью диода. Ток нагрузки равен току диода и выражается формулой:

Iload = ID = IL*(1-D)
Где D - скважность

Теперь представим, что нагрузке резко потребовалось больше тока. Логично накопить больше энергии в индуктивности и передать ее на выход. Для этого система управления увеличивает время открытия ключа (увеличивает D). Казалось бы, все правильно - средний ток, поступающий на выход должен увеличиться. Однако, поскольку передача энергии в нагрузку идет через диод, его мгновенный средний ток за период снизился (в соответствии с формулой). Был Id0, стал Id1, как показано на картинке сверху. Конечно, через некоторое количество периодов ток в индуктивности увеличится, что приведет к повышению тока через диод и в нагрузку. Однако мгновенное значение тока в момент изменения D0->D1 уменьшилось с Id0 до Id1. Чем больше индуктивность, тем дольше ток будет приходить к номинальному значению (ток через индуктивность не может нарасти мгновенно).

Данный эффект создает ноль в правой области комплексной плоскости (RHPZ - Right hand plane zero). Такой ноль создает наклон +20дБ/Дек и задержку фазы на 90°. Он опасен тем, что его невозможно скомпенсировать, поскольку нет удобных способов создать наклон -20дБ/Дек и опережение фазы на 90°. Если посмотреть на переходной процесс, видно, как RHPZ создает падение выходного тока, напряжения и малый (или нулевой) запас по фазе, что ведет к осцилляциям. Еще одна неприятность - положение этого нуля зависит от нагрузки и входного напряжения.

Так как же от него избавиться? Существует несколько способов. Выбор будет завесить от применения вашего источника.

1. Использовать дополнительный контур обратной связи по току. В этом случае RHPZ по напряжению останется, но за счет обратной связи по току он практически перестанет влиять на переходной процесс. Однако дешевые повышающие источники управляются в основном только по напряжению.
2. Использовать преобразователь в режиме прерывистого тока (DCM). В этом случае передаточная функция сильно упрощается, из нее уходит RHPZ. Однако в данном режиме сильно страдает КПД и появляется значительно больше шумов.
3. Использовать видоизмененную силовую часть или собственную цифровую систему управления. Думаю, довольно очевидно, что в этом случае вы потратите гораздо больше денег и времени, чем на готовое решение.
4. Построить систему управления так, чтобы частота единичного усиления находилась сильно ниже частоты RHPZ. Безусловно, это замедлит вашу систему управления, зато она будет стабильна. Это решение чаще всего и используют в бюджетных преобразователях.

Остановимся на последнем пункте подробнее. В пособии от TI рассказывают как это сделать. Предлагается максимально раздвинуть полюс w0 (сформированный LC) и RHPZ. Для этого вводят коэффициент М. Чем больше М - тем дальше полюс w0 от RHPZ и тем больше запас по фазе. Далее добавляют буст по фазе (регулятор 2ого рода), а частоту среза располагают примерно между w0 и RHPZ.
Поскольку положение RHPZ зависит от L, сдвинуть его вправо можно уменьшением индуктивности. Чем меньше катушка, тем дальше RHPZ от частоты среза и тем больше запас по фазе. Во временной области все также логично: чем быстрее катушка способна изменить ток, тем меньше будет виден эффект на выходе. Внизу можно увидеть графики переходных процессов для разных М. Для керамики предпочтительно М = 15.

Нашел в закромах полезную книжку с обзором большинства существующих интерфейсов. Часть, конечно, уже устарела, но ничего.

Отлично подходит в качестве справочника или для быстрого повторения перед собеседованием. По каждому интерфейсу короткая выжимка из спецификаций, области применения, физический уровень, производители микросхем. Определенно полезная книга для разработчиков.

Моя большая статья про hotswap. Разбираю все: от теории и физических явлений до применения конкретных микросхем и конструктивных решений. Приглашаю в комментарии для обсуждения.

Источник от LT, которому не нужен делитель.

Мы привыкли, что у большинства источников присутствует вывод FB. На него подключается поделенное напряжение с выхода преобразователя и сравнивается с внутренним опорным источников Vref (обычно от 0.4 до 0.6В).
В LT8625S обратную связь сделали наоборот. Внутренний источник тока 100мкА+/-0.8% совместно с внешним резистором Rset формирует Vref. Далее выходное напряжение сравнивается с полученным Vref.
Такой подход позволяет получать выходное напряжение от Vin-0.9 до 0В. Также снижаются шумы от Vref, резисторов в обратной связи (любые шумы на нижнем резисторе или Vref масштабируются на величину, обратную коэффициенту деления).

Не уверен, что такой прием станет популярным. Все таки спроектировать источник тока сложнее, чем источник напряжения. Кроме того, редко требуется настолько низкий уровень шумов в импульсных преобразователях.
В любом случае LT показывает как можно по новому взглянуть на классические схемы.

Заметил, что число подписчиков плавно подбирается к 1000. Это действительно приятно. Рад видеть, что тут собрались люди, которым интересна разработка электроники. А знакомые имена в числе подписчиков радуют вдвойне.

Хочу поблагодарить всех, кто помогал с распространением материала и участвовал в обсуждениях. Я, со своей стороны, буду стараться и дальше публиковать интересный технический контент.

Кажется, настало время организовать полноценный чат к каналу. Нет возражений?

Вижу мнения разделились, но мне тут подсказали идею получше. Действительно, можно ограничится чатом, прикрепленным к комментариям.
Те, кому интересно могут вступить:
https://t.me/+EkgrfyOFA50yMzBi

Интересный документ про распространение тепла по печатной плате. Rohm рассказывает, почему для лучшего рассеивания плата с большой площадью полигона должна быть толще, а с маленькой - тоньше. Рассматривают нагрев проводников в зависимости от их параметров и прочие полезные вещи.

Обзорный материал про стекап.
В документе лаконично рассказывают про базовые понятия, технологии и инструменты для проектирования печатных плат. Будет полезен для начинающих специалистов.

Как ставить конденсаторы?

Часто слышу такое правило: «Входные конденсаторы и источник питания должны стоять на одной стороне и соединяться полигоном в одном слое без переходных».

Что же лежит в основе этого утверждения? Разработчики таким способом пытаются снизить индуктивность контура с большим dI/dt. Чем больше контур, тем больше будет амплитуда бросков напряжения.

Но действительно ли наименьший контур получается, если соединять конденсаторы без переходных?
На картинке представлены 3 варианта компоновки:
1. Конденсаторы на одной стороне с силовыми ключами, петля замыкается через первый и второй слои (optimal power loop);
2. Конденсаторы стоят прям под ключами, петля замыкается через верхний и нижний слои (vertical power loop);
3. Вариант компоновки из правила. Конденсаторы на одной стороне с силовыми ключами, петля замыкается на верхнем слое (lateral power loop).

Результаты моделирования и измерения трех вариантов можно видеть на графиках. Выигрывает optimal power loop. У него наименьшая площадь петли, паразитная индуктивность слабо зависит от толщины платы. Хуже всего себя показал классический lateral loop. Действительно, via добавляют индуктивность, но она снижается при росте их числа. В отличии от via, индуктивность петли никак не снизить. Кроме того, у lateral loop есть и другие недостатки, которые указаны в таблице.

Дополнительно добавлю: данные исследования проводились на GaN, которые имеют гораздо большие dI/dt, чем стандартные мосфеты, используемые в большинстве источников. Приходим к выводу, что использовать via и ставить конденсаторы на другую сторону не так уж и плохо, тем более если плата плотная.

У меня есть задачка для вас.

На картинке схематично изображено соединение устройств по I2C.

• MCU - Микроконтроллер, который питается от напряжения 5V0_STDBY (всегда присутствует в системе);
• I2C Sensor - Некий датчик, который питается от напряжения 3V3_STDBY (всегда присутствует в системе);
• I2C EEPROM - EEPROM память, которая питается от напряжения 3V3 (присутствует только при полном включении системы);
• I2C Level shifter - I2C транслятор, который обеспечивает согласование уровней между микросхемами.
Все номиналы напряжений соответствуют документации, номинал подтяжек достаточен для корректной работы микросхем.

Найдите ошибки или нюансы в схеме, обоснуйте свои выводы.