Про оптику в вычислителях.

Летом прошлого года Broadcom анонсировал новые ASIC со встроенной в корпус оптикой. Основная идея в том, что потери в меди становятся критичными для современный свичей (которые работают на 106Gb/s на лейн), в связи этим приемопередатчики располагаются на одной подложке с ASICом. Данную технологию планируется применять не только для свичей датацентров. Актуальна она и для объединения тех же GPU, о чем Broadcom также упоминает, CPO GPU показана снизу справа. При этому потребление энергии на передачу данных снижается на 30-40% - очень существенно, учитывая, как все борются за Gb/ps/W.

Параллельно с этим DAC (Direct attached cable) модули постепенно изживают себя. При увеличении пропускной способности требуется больший диаметр микро - коаксиальных кабелей для сохранения потерь на том же уровне. Это приводит к росту цены на кабели, неудобству в производстве монтаже и прокладке. Тут пишут, что будущее для SFP на коротких расстояниях - пластиковые кабели e-Tube. Они дешевые, надежные, энергоэффективные и обеспечивают минимальную задержку (сравнительная таблица снизу).

Таким образом, оптика продолжает свою экспансию за счет расширения AI и HAAS. Однако электронике боятся особо нечего (особенно в системах с небольшой пропускной способностью) из за узких областей применений оптики.

Зачем нужен дополнительный диод в синхронном преобразователе?

В классической топологии понижающего преобразователя (слева сверху) присутствует диод и транзистор, они поочередно проводят ток. Для увеличения КПД была предложена синхронная топология, диод заменили на транзистор. Управляющий контроллер открывает нижний ключ в моменты, когда должен был открыться диод в классическом понижающем преобразователе. Таким образом, потери на диоде сведены практически к 0, поскольку теперь падение на нижнем ключе несравнимо мало (оно
зависит только от сопротивления его канала).

Казалось бы, все хорошо, но, как всегда, есть нюансы. В классической топологии коммутация происходила автоматически при запирании верхнего ключа (ток индуктивности моментально разряжает емкостью диода). В этом случае никогда не возникает ситуации, когда оба ключа открыты (что приводило бы к сквозным токам).
В синхронном преобразователе коммутацией руководит контроллер с драйвером. В случае если он замкнет два ключа одновременно, они сгорят из - за неограниченного тока. В связи с этим в контур управления вводят задержку между отключением верхнего ключа и включением нижнего (мертвое время). Как раз в течении этого времени будет проводить внутренний паразитный диод нижнего транзистора по аналогии с классическим ППН. Тут и происходят потери, которые довольно критичны для высокоэффективных преобразователей.

Первая часть потерь - проводимость внутреннего диода в течении мертвого времени. При больших токах значительно влияет на полный КПД преобразователя. Вторая часть - заряд обратного восстановления и выходная емкость диода. После периода проводимости к диоду прикладывается обратное напряжение, в результате возникает обратный заряд Qrr. Обеспечение дополнительным током диода ложится на верхний ключ, что приводит к очередным потерям, особенно на высоких частотах. Выход в данном случае - возвращение диода в нижнее плечо. В течении мертвого времени именно он возьмет на себя роль проводника тока, шунтируя внутренний диод транзистора. Важно, чтобы это был именно Шоттки, они имеют Qrr = 0 и малое прямое падение, что значительно снизит потери на проводимость. Снизу можно видеть, что для GaN транзисторов параллельные диоды практически обязательны. Поскольку у GaN при обратной проводимости канала напряжение больше в 2-3 раза, чем у MOSFETов.

Занятная технология изготовления дросселей для плотных преобразователей.

Описанный метод позволяет значительно снизить габариты вашего источника (или увеличить Вт/мм^3).
Есть и нюансы, подобные дроссели предназначены для преобразователей с частотой выше 1Мгц. Максимально раскрывают свой потенциал в паре с GaN транзисторами.

Однако, мне не удалось найти в продаже подобные индуктивности как отдельные компоненты. Возможно, технология нашла применение только в нише модульных источников питания.

Статья от AD, где рассказывают как изменять переходную характеристику вашего преобразователя. Встречаются микросхемы, в которых отсутствует доступ к резисторам обратной связи, как раз для таких случаев и применяется описанный метод

Наглядный пример того, зачем высвреливают переходные отверстия для высокочастотных сигналов.

Предположим, вы трассируете печатную плату. Требуется соединить высокоскоростной шиной две микросхемы (в данной статье DDR4), расположенных на верхнем слое. С большой вероятностью соединить две большие микросхемы без пересечения проводников не выйдет. По итогу придется переходить на внутренние слои. Для удешевления в большинстве коммерческих плат не используют слепые и глухие переходные отверстия. Таким образом, если вам нужно перейти на внутренние слои, переходное отверстие будет насквозь проходить от верхнего до нижнего слоя. Поскольку вы перешли с верхнего слоя на 3 или, например, 5 слой, оставшийся метал переходного отверстия (с 3/5 слоя до самого низа) будет являться стабом.

Известно, что отросток от линии длинной 1/4 волны сигнала будет полностью отражать сигнал. Чем ближе участок от слоя 3/5 до нижнего слоя к 1/4 волны, тем больше от него будет отражение. В статье рассматривают 3 случая:
• Соединение двух чипов без стабов;
• Соединение двух чипов со стабом;
• Соединение чипа и DIMM модуля с двумя стабами.
Во втором случае при длине стаба от 73.1 милов интерфейс не проходит по BER. В третьем случае автор почему то выбрал слишком большую длину тракта и интерфейс не прошел по BER даже без стабов (со стабами еще хуже, что видно на картинках 18-19.

Итог: стабы - это плохо, особенно на толстых платах. Самый дешевый способ (помимо намеренного подвода проводников с нижних слоев) их избежать - высверливание переходных.

Опубликовали новый выпуск SI журнала. Еще не читал, но на первый взгляд имеется парочку интересных статей

Проектировать свои схемы всегда интереснее, но также полезно анализировать и перенимать чужой опыт. В связи с этим решил написать статью, в которой анализирую материнскую плату от Macbook Pro 15''. И могу сказать, что у Apple определенно есть хорошие решения.

Написал про нестандартные решения в схемах. Приглашаю в комментарии для рассказа о ваших находках.

Ну что же, вот и вторая часть. В этот раз разобрал аналоговые и оставшиеся силовые блоки.

Наткнулся на топологические правила для сигналов в зависимости от их частоты. Есть вопросы к некоторым правилам, но в целом хорошие рекомендации, что думаете?

В этой части у нас архитектура, интерфейсы и цифровая логика.

Объединил две части с разбором схемы Macbook pro, отредактировал неоднозначные моменты и выложил на Хабр. Кто еще не читал, можно глянуть там.

Все торопятся закрыть задачи до нового года, а я завершаю серию статей про разбор схем Macbook. В этой части я объединил переработанную и дополненную часть 3 с канала и разбор оставшихся на страниц. Как по мне, получилось более цельно и понятно.

RHPZ в повышающих преобразователях

Начнем с теории. Известно, что в системе управления преобразователем существуют полюса и нули. На передаточной характеристике полюса создают наклон амплитуды -20дБ/Дек и задержку фазы на 90°. Нули же создают наклон +20дБ/Дек и опережение фазы на 90°. Нули компенсируют полюсами и наоборот. Для синтеза нужной характеристики полюса и нули комбинируют так, чтобы на нужной частоте среза был определенный запас по фазе. Это все работает до момента, пока нули и полюса лежат в левой области комплексной плоскости. Называются они LHP (Left hand plane).

В повышающем преобразователе передача энергии отличается от понижающего. Вначале энергия накапливается в индуктивности во время открытия нижнего ключа, далее передается на выход с помощью диода. Ток нагрузки равен току диода и выражается формулой:

Iload = ID = IL*(1-D)
Где D - скважность

Теперь представим, что нагрузке резко потребовалось больше тока. Логично накопить больше энергии в индуктивности и передать ее на выход. Для этого система управления увеличивает время открытия ключа (увеличивает D). Казалось бы, все правильно - средний ток, поступающий на выход должен увеличиться. Однако, поскольку передача энергии в нагрузку идет через диод, его мгновенный средний ток за период снизился (в соответствии с формулой). Был Id0, стал Id1, как показано на картинке сверху. Конечно, через некоторое количество периодов ток в индуктивности увеличится, что приведет к повышению тока через диод и в нагрузку. Однако мгновенное значение тока в момент изменения D0->D1 уменьшилось с Id0 до Id1. Чем больше индуктивность, тем дольше ток будет приходить к номинальному значению (ток через индуктивность не может нарасти мгновенно).

Данный эффект создает ноль в правой области комплексной плоскости (RHPZ - Right hand plane zero). Такой ноль создает наклон +20дБ/Дек и задержку фазы на 90°. Он опасен тем, что его невозможно скомпенсировать, поскольку нет удобных способов создать наклон -20дБ/Дек и опережение фазы на 90°. Если посмотреть на переходной процесс, видно, как RHPZ создает падение выходного тока, напряжения и малый (или нулевой) запас по фазе, что ведет к осцилляциям. Еще одна неприятность - положение этого нуля зависит от нагрузки и входного напряжения.

Так как же от него избавиться? Существует несколько способов. Выбор будет завесить от применения вашего источника.

1. Использовать дополнительный контур обратной связи по току. В этом случае RHPZ по напряжению останется, но за счет обратной связи по току он практически перестанет влиять на переходной процесс. Однако дешевые повышающие источники управляются в основном только по напряжению.
2. Использовать преобразователь в режиме прерывистого тока (DCM). В этом случае передаточная функция сильно упрощается, из нее уходит RHPZ. Однако в данном режиме сильно страдает КПД и появляется значительно больше шумов.
3. Использовать видоизмененную силовую часть или собственную цифровую систему управления. Думаю, довольно очевидно, что в этом случае вы потратите гораздо больше денег и времени, чем на готовое решение.
4. Построить систему управления так, чтобы частота единичного усиления находилась сильно ниже частоты RHPZ. Безусловно, это замедлит вашу систему управления, зато она будет стабильна. Это решение чаще всего и используют в бюджетных преобразователях.

Остановимся на последнем пункте подробнее. В пособии от TI рассказывают как это сделать. Предлагается максимально раздвинуть полюс w0 (сформированный LC) и RHPZ. Для этого вводят коэффициент М. Чем больше М - тем дальше полюс w0 от RHPZ и тем больше запас по фазе. Далее добавляют буст по фазе (регулятор 2ого рода), а частоту среза располагают примерно между w0 и RHPZ.
Поскольку положение RHPZ зависит от L, сдвинуть его вправо можно уменьшением индуктивности. Чем меньше катушка, тем дальше RHPZ от частоты среза и тем больше запас по фазе. Во временной области все также логично: чем быстрее катушка способна изменить ток, тем меньше будет виден эффект на выходе. Внизу можно увидеть графики переходных процессов для разных М. Для керамики предпочтительно М = 15.